NON-NFB 6BQ5改造计划：6H30强力驱动【转帖】

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NON-NFB 6BQ5改造计划：6H30强力驱动

摘自：www.diyzone.net    作者：Arlo
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1.前言
自从DZ NON-NFB 6BQ5出货后陆陆续续组了不少台6BQ5，不过人会心痒，手痒， 组多了一样的机器会无聊，原本想的很简单，就换个管子，调整一下阻值就好了嘛， 没想到开始纸上作业之后雄雄发现有好多事情要考虑，所以就冒出这一篇很长很长的 文章了，还请大家耐心看完。

图说： 改成6h30驱动的6BQ5，管子看起来很有气势！

2.决定各级工作点
首先决定工作点：

第一级: Vpk1:60v Vgk1:-3v Ia1 = 4.5mA
第二级:Vpk2:70V Vgk2:-3.5V Ia2 = 11mA

这个设定要先记起来，设定的原因会放在后头的电路分析里解释

2.1. 第一级共阴放大级的电路设定



上图为第一级共阴放大级的电路图，先来算一下阴极电阻的阻值。 经由V=IR的原理：



可用4.5mA的恒流源代替。

而经由第一级的工作点，我们可以得知第一级的屏极电压是为Vp1， 算式如下：



同时间此电压会直接交连到第二级的栅极，也就是Vp1会等于Vg2，所以我们可以得知：



2.2. 第二级P-K分相级的电路设定



上图为第二级的等效电路图，此时，我们可以先来求一下第二级的屏阴两极的电阻， 首先设Rk2=Rp2,先求Rk2，Rk2是第二级P-K分相器的阴极电阻，因为第二级的偏压设定是-3.5V，所以跨在Rk2上的电压Vk2是：



所以Rk2的阻值是：



因为设定Rk2 = Rp2，所以Rp2也会是6K

得知了以上的参数后，我们可以开始求第一级的屏级负载电阻的值，此时我们先做一件事， 将C10这颗给第一级用的退交连旁路电容移除，理由我们之后会来详细探讨。

此时的电路图将变成下图：



首先我们先计算第二级的B+，也就是C2电容正极的电压会是多少，据上面的算式，我们可以 知道第二级的阴极电位Vg2是66.7V，再加上原本设定的Vpk，就是屏极电压Vp2，算式如下：



而第二级的屏极负载电阻Rp2为6K，所以C2电容正极的电压会是：



藉由得知Vc2的电位，我们可以求得第一级的屏极负载电阻的阻值是多少，还记得我们刚刚把C10 电容移除了吧？所以第一级的屏极负载电阻Rp1就是R3+R17的总组值，Rp1的算法如下：

  

所以(R3+R17) = 31K，此时我们先设定R3 = 9K，R17 = 22K

2.3. 电源电路的电路设定
还有什么需要更动的吗? 有的，别忘了改变工作点的同时整体电流也会跟着改变呢! 首先我们需要知道C1的正极电位Vc1为多少，根据基本的克希赫夫的电流定律 (Kirchhoff’s current law)：对任一节点，流入与流出的电流代数总和恒为零， 我们可以求得Vc1的电位约为319V，而流经R1的电流是多少呢？就是两级静态电流的总 合，也就是Ia1+Ia2，所以：
   

   

2.4. 灯丝电路修改
设定完了工作点后我们回头来看最基本的灯丝电路， 由于这版的6BQ5供给12au7电是用6.3Vac并联点灯的方法， 不适用于6H30，(6H30只有一组灯丝)，所以需要直接把6.3VAC 次级接到6H30的4,5脚上即可，6H30灯丝约吃0.9A的电流，原本 的T180可以胜任有余。

2.5. 零件变动整理列表
至此我们设定就告一段落了，我们整理一下变动的阻值吧：

R1 = 7.5K/2W
R3 = 9K
R4 = 6K
R5 = 6K
R14 = 650ohm 或着是4.5mA的恒流源
R17 = 22K/1W

为了采买方便，以下是实际使用的电阻值：

R1 = 7.5K/2W
R3 = 8.2K
R4 = 5.9K
R5 = 5.9K
R14 = 2.2~2.5mA CRD x 2
R17 = 22K/1W

以上头的设定画出的各点模拟图如下：



实际测量后的电路图如下：



有没有发现和原本设定的电压电流皆很相近呢？

3. 电路分析
在讲解工作点设定的原由之前，先来扯一些数学，其实只要耐下心去计算，就会发觉其实很简单， 而这些数学却可以帮助我们掌控更细腻的电路规划，平心而论，若没有仔细评估好各项参数设定， 看似没问题的电路往往会因此而产生许\多毛病呢。

3.1. 共阴放大级的放大率



再来回顾一下上图，上图显示了一个典型的共阴放大电路(Common Cathode)，其放大倍率主 要取决于本身的mu值，也就是放大率，另外还取决于管子本身的内阻，以及屏/阴级负载电阻 放大率的公式如下：



Rp为屏极负载电阻，为放大率，rp为管子本身的内阻，Rk为阴极电阻

以目前的设定来看，第一级的工作点为Vpk = 60v Vgk = -3v Ia = 4.5mA 依此工作点可算出屏内阻和放大率，列表如下：

Rp = 31K Rk = 650 ohm rp = 1.6k (放大率) = 15.4

代入公式可得知实际放大倍率为11倍，在此电路里非常足够。
再回头看一下公式，让我们换另一种角度来看这个公式：
        
   

看到最后一行不知大家有没有一点感觉，Rk, Rp是固定常数，不会变动，而mu值的变动范围也很小，可视为常数，唯一会随偏压大幅度变动 的就是屏内阻rp，所以当Rp的值越大，相对来看(rp/Rp的变动就会越小，这也就是 为什么常常有人说屏级负载大一些比较好的原因了，这样用公式来看，是否比较能够体会呢？

但事情没有绝对，屏级负载阻抗是不是越高越好呢?这就不尽然如此了，让我们来看下一个式子。

3.2. 共阴放大级的输出阻抗
在共阴放大器里的输出阻抗有必要知道一下，当了解共阴放大的输出阻抗有多高时，就可以明了 为什么许\多号称完全无负回授加只有一级共阴放大的管机的神奇毛病特别多，像是对不同的交连电 以及与不同的线材...等很敏感(嗯？有人说这才是特色！？)，基本上，共阴放大器的输出阻抗可以 视为屏级负载与真空管内阻并联之后的阻抗：



但这时若阴级电阻是un-bypass的，简单来说就是没有加?一颗阴极旁路电容的状况时，我们必需 同时把阴极电阻视为整体内阻的一部份，公式就变成如下：



让我们转换一下公式以便看出个所以然来：

  

看到最后第三个推导出来的公式后，有没有一点感觉了呢？有没有发现，当Rp和Rk越大 的时后，整体输出阻抗会越大？ 而且即使以6H30这种屏内阻非常低的真空管，计算出来的也 会高达数K奥姆更别提放大率、内阻都很高的真空管了，类如有名的12AX7、12AT7...等真空管。

那，是否屏级、阴极电阻都要越低越好呢？这个问题很难回答，只能说要试情况而定，我们可 以再来探讨另一个问题，在不同的工作点以及不同的频率下，真空管的内阻rp是会不断变动的， 同时放大率也会小量的变动，从这个观点来看，当Rp越高，整体输出阻抗的变化量越 小，同时Rk越高，在某个范围内的输出阻抗变化量也会变小，要如何设定，端看使用的场合， 接下来我们有必要看一下和输出阻抗息息相关的，输出的高频响应到多少？

3.3. 共阴放大级的高频截止点



这是共阴放大输出时的-3dB高频截止点，其中：

f为输出时的-3dB高频截止点，单位为Mhz
Ro为本级的输出阻抗，单位为Mohm
Cgk为下一级的输入电容，即栅极到阴极的极间电容，单位为pF
Cgp为下一级栅极到屏极之间的电容量，单位为pF
G为下一级的放大倍率

由这个公式可知，本身的输出阻抗会与下一级的输入电容和栅阴级间电容形成一个低通滤波器(Low Pass Filter)，而让我们整理一下公式，变成：

   

由这个式子可以看出来，当输出阻抗Ro越高的时后，截止频率点越低！ 不过由于管子的极间电容量通长不会超过100pF，以100pF的Cin值与8.7K 的Ro来计算：



182Khz已经远超过人耳所能听见的频率，所以事实上并不用太在意屏极负载的阻值

3.4. P-K分相级的工作点说明
关于P-K分相级,或着又称为Cathodyne Phase Splitter，在这边并不多加叙述，留到之后的文章再写



以上面那张图为例，若我们要得到在无负载之下正反相电压增益相等了话，有一个条件， 就是Rp2要等于Rk2，为什么如此？请看下面的式子， 令Vp2为跨在Rp2的压降，Vk2为跨在Rk2的压降，Vs为传到栅极的讯号：





由以上的式子可以发现，当讯号开始变动的时后，造成屏流变动，同时跨在屏负载与阴极电阻的电位 也同时变动，若此时我们将Rp2设成与Rk2一样的阻值，会变成：





也就是说，当在无负载的状况下，当Vp2 = Vk2时，两边的电压增异是一样的，不过由于两边的输出阻抗不 一致，所以当传送到下一级推挽功\率级的时后，由于输出阻抗的不一致，所以会导致正反相增益的差别， 请看下面两张PSpice模拟图：

图说: 1K负载时的正反相波型

图说: 10K负载时的正反相波型

上两张图是1K负载下的以1Khz正弦波输入后的正反相输出波型,下图是10k负载的，有没有发现输出阻抗不一致而产生的失真呢?

3.5. 整体工作点的回顾
让我们来回顾一下整体工作点的设定，首先：

第一级: Vpk1:60v Vgk1:-3v Ia1 = 4.5mA
第二级:Vpk2:70V Vgk2:-3.5V Ia2 = 11mA
为什么这样设定？而为什么要把C10的退交连电容拿掉？首先先来看工作点设定的理由， 第一点我们必需考虑到高压到多少？以原本的设定而言，在C2点的电压差不多是300V， 但是若当我们换成6H30的时后，由于6H30是一只高电流的管子，当屏级电压到200V左右 的时后，要维持在线性放大区时，偏压会高达-8~-10V，而偏流会高达10~30mA，我们并不 需要如此高的偏压和电流，所以选择较低的偏流让屏级负载电阻可以大一点，以维持第一 级稳定的电压增益，所以，设定第一级的工作点为Vpk1:60v Vgk1:-3v Ia1 = 4.5mA。

再来考虑第二级的分相电路，前文提到，分项电路的屏级与阴级电阻一致时正反相输出可 以有较一致的增益，而同时间我们希望正反相的输出阻抗维持在合理的范围，必免过高的 输出阻抗(同时意味着正反相输出阻抗压异大)与下一级的输入阻抗形成太高的衰减(同时 意味着衰减程度差异大)，这时选择了Vpk2:70V Vgk2:-3.5V Ia2 = 11mA 这样的工作点， 屏极与阴极电阻使用6K，不会太大也不会太小，约是屏内阻的四倍左右，算是中间型的设定。

再来是，为什么把C10的退交连电容取消掉呢？不是听人家说最好都要加上退交连电容吗？ 这个问题很有趣，我取消掉C10这个电容的原因居然是为了要提高PSRR，也就是对电源噪声 的抵抗能力，嗯？怪了，怎么和别人说的都不一样呢？且让我们回头看一下原来的电路。 驱动级的电路很单纯，就是一个共阴放大直接交连到分相器，重点来了，这边采用直接交连 的方法，也就是说，若今天C10的电容还在，那传给第一级和第二级的电源噪声就是长的不一 样的..嗯..估且称之为噪声纹路(pattern)，而当我们把C10拿掉，两级接收到的"纹路"就长的一样了。 再来观查一下电路，第一级电源经过屏级负载R3,R17会产生一个压降后把分压过的电源噪声传到第二级的 栅极，而同样的，第二级的屏级负载R4也会产生一个压降，然后得到分压过后的电源噪声，所以在第二 级的屏极到栅极之间相对的电源噪声相对于原本的电源噪声的比例就变成：



由上式可知原本的电源噪声在第二级的屏级输出只剩原来的36.2%左右，而同样的，第二级的阴极电阻也会 感染噪声，不过由于阴极随耦器本身有很高的回授量，所以本身的PSRR很高，所以在阴极的正相输出所感染 到的噪声会是由第一级传进栅级的噪声，也就是说，当第二级的屏级输出的反相波型和阴极输的正相波型加 总后，噪声会进一步被抵销掉(正相噪声加反相噪声等于噪声互减)，经过计算机仿真，最后的噪声约只剩15~20%， 可以有效的提高本身的PSRR，这就是为何把C10电容取消掉的原因了，说出来后会发现，其实是很单纯的事呢。

4. 结论
理论扯完了总是要实作来听，在经过割灯丝铜箔，焊板子，装箱后，终于有机器可以听了， 试听的过程中发现，与原本的设定比较起来是完全不同走向的声音，细节很多，乐器的分 离度也变得很清楚，声底与12au7比起来更为厚实，若说12au7版本的声音是温柔的，那 6H30版本的声音就是较为浑厚的，而对于之前最在意的低频控制力问题也有改善，或许\再 加上一点回授机制可以让低频的控制力更好，过几天再来实验看看。

改机是一种拥有致命吸引力的毒药，从一开始换换猛料，到修改电路，进而慢慢摸索出自 己希冀的声音，这种过程所带来的爽快，大概只有瞄辣妹的乐趣才能比拟，如果大家有兴 趣，可以参考这篇以自己喜欢的管子改看看，很好玩的呢，我们下一期再会！

图说：再来一张雄壮管子三兄弟合照！

[ 本帖最后由 diyzone-xm 于 2008-11-6 12:00 编辑 ]